У меня вопрос: кто-нибудь находил документацию по формату сообщений управляющеко канала? Конкретно, TSBK кадра.

Спустя пять лет всё ещё видимо нет. А TSBU?

Спустя пять лет всё ещё видимо нет. А TSBU?

чо за TSBU?
Видимо нужны какие-то стандарты из ветки TIA-102.
Их есть у меня, обращайтесь в личку какие конкретно нужны.
Ну это в плане TSBK кадра.
5 лет для вечности ничто :)

Вопрос по транку p25..... Нужны ли частоты войс.каналов сканеру? Или он их из пакета от УК получает?
И ещё: можно ли напрямую декодить трафик этих VC в риалтайме? Без УК, типа как конву?...

Юнидену, например, не нужны.
Можно.

momotych

adcr25 тоже сам берет частоты голосовых из управляющего

можно поставить все голосовые на перебор - будет имитация транка

И еще вопрос по р25...
Находясь в одном округе, можно станцией подключиться к ближайшему сайту и выбрав tg другого округа, без проблем провести связь. А как подобное происходит в сканере? Есть ли понятие мультисайт, через который например проходят tg всех округов?

Сканеру то какое дело до мультисайтов, поставьте нужные частоты УК или перебор необходимых голосовых каналов, а приемник в режим простого поиска и всего-то делов...

можно поставить все голосовые на перебор - будет имитация транка

это плохая имитация, потому что число голосовых каналов порядка ста, а в среднем произносимая речевая фраза редко длится дольше чем секунды три-четыре, и когда сканер добежит до занятой частоты, там в половине случаев к этому моменту уже TDULC идёт :-(

Так всё-таки, кто-нибудь уже смог найти документацию по формату сообщений управляющеко канала?
В описаниях стандарта Р25 , сколько я просматривал, везде описывается только структура пакетов речевого траффика. Или информацию управляющего канала нужно искать в заголовке и в серединах пакетов LDU1 и LDU2 ?

Для этого надо все же разобраться с демодуляцией и получить дибиты, сложить в байты и тд. Так что же всё-таки представляет собой эта С4FM ? Я ожидал на выходе чм дискриминатора увидеть пятиуровневый сигнал,( то есть то, что соответствовало бы девиациям ЧМ в +/-0.6 , +/-1.8 , и собственно, нулевую линию) который было бы нетрудно разобрать на дибиты, вместо этого увидел там довольно искореженную картину
Увеличить

Может, всё же надо попробовать пустить эту хрень на два перемножителя, и на них же подать 4800 гц опору со сдвигом 90 градусов, и посмотреть осциллограммы на выходах перемножителей после фильтрации, то есть сигналы в в I и Q каналах, и после разделения на i и q я всё же увижу желанный сигнал с несколькими уровнями амплитуды. Непонятно правда, какая фаза опорного сигнала необходима для этого. Или её надо подбирать по наибольшему размаху сигналов в I и Q каналах?

Для изучения я полагаю, что надо будет отключить на осциллографе развёртку, сигнал I подать на вход горизонтального отклонения, а сигнал Q подать на вход вертикального отклонения и тогда наверное, получится увидеть сигнальное созвездие и где там располагаются скопления точек. Думаю, что их окажется четыре. И тогда надеюсь, будет виднее, что дальше делать с ними.

В качестве перемножителей на опорный сигнал лучше наверное, будет взять какую-нибудь уже готовую микросхему, чтоб была хорошая идентичность обоих каналов. Пока не знаю только, какую лучше. Те, что яндекс находит, они все какие-то слишком уж высокочастотные, на несколько гигов. А тут на выходе дискриминатора у нас поднесущая 4800 гц всего, поэтому надо найти что-то попроще, и с нулевой промежуточной частотой, как я понимаю. Не знаю пока, на чём остановить выбор.

И всё-таки, всё равно непонятно.
C4FM -это 4FSK
про неё читаем, что при подаче напряжения на ЧМ модулятор передатчика символы кодируются так:

Symbol Coding (carrier+f value used to map input dibits)

01 carrier-deviation
00 carrier-(1/3)*deviation
10 carrier+(1/3)*deviation
11 carrier+deviation

Но это же означает на мой взгляд, что после частотного детектора приёмника должен будет получаться четырёхуровневый сигнал с уровнями, соответствующим вышеуказанным значениям девиации на протяжении длительности каждого из символов. А на осциллограмме с дискриминатора этого нет. Понимаю, что я во всём этом что-то не так понял, а что именно не так понял, понять ну никак не могу.
Ведь по логике, что подавалось на ЧМ модулятор при передаче, то должно выйти и с ЧМ детектора приемника..

Или может быть, надо сигнал с дискриминатора через ФНЧ с правильными частотой среза и крутизной пропустить и посмотреть , может быть, полученная огибающая как раз и будет тем исходным модулирующим сигналом с четырьмя уровнями?

Сегодня я поискал в базе сигналов на радиосканнере, и как оказалось, не зря. Нашел образец сигнала APCO-25, фаза 1, выход с дискриминатора, полностью регенерированный. Вот отсюда:
APCO-25, фаза 1, выход с дискриминатора, полностью регенерированный.

просмотрел его осциллограмму:

Увеличить

и вот он, тот самый ожидавшийся мной четырехуровневый сигнал, в котором видны все четыре символа 00, 01, 10 и 11 , длительность одного символа около 0.2 миллисекунды, и это сигнал, который можно обработать компаратором и затем с помощью софта на микроконтроллере разобрать на дибиты, собрать в пакеты и путь для анализа пакетов открыт. А дальше можно уже будет извлекать из заголовков пакетов TGIDы и номера каналов.

Значит, я на правильном пути. Теперь следующим шагом надо выяснить, каким образом и с помощью чего был регенерирован сигнал с дискриминатора для приведения в должный вид. Но, значит, это возможно, необходимо теперь понять, как именно следует регенерировать.

Вопрос регенерации сигналов с дискриминатора остаётся открытым, тут есть над чем подумать и поэкспериментировать. А я тем временем установил в комп вторую звуковую карту, загрузил образцовый файл с регегерированным сигналом Р25 в звуковой редактор Audacity (в котором до этого смотрел показанную в предыдущем посте осциллограмму), проиграл этот файлик через первую звуковую карту, выход которой соединил шнурком с линейным входом второй звуковухи, которая была назначена для DSD как источник сигнала (вместо сигнала с дискриминатора приемника). Надо сказать, что несмотря на то, что сигнал прошел два аналоговых звена, на осциллограмме самого DSD он тоже выглядел достаточно прилично, почти так же, были видны чётко все 4 уровня, и DSD его продекодировал. В результате чего стало известно, что это кусок речевого траффика, что NAC=293, и что TGID=193. Информации Link Control к сожалению, там не присутствовало (такой же бы файлик, но с управляющего канала бы найти..)
Короче, пока вопрос регенерации сигнала с дискриминатора решается, можно поиграться с этим идеальным файлом, и для начала не полениться вручную собрать все дибиты с осциллограммы, склеить их в поток байтов и попытаться опознать там нужные поля, пользуясь тем, что NAC и TGID в данном примере уже заранее известны.

killer258
Теперь следующим шагом надо выяснить, каким образом и с помощью чего был регенерирован сигнал с дискриминатора для приведения в должный вид.
Полагаю, сигнал был регенерирован с помощью программы SA.
Но, значит, это возможно, необходимо теперь понять, как именно следует регенерировать. точно не знаю, как там
это устроено в SA, но возможно, детектор ЧМ для демодуляции сигналов радиопередач частотной манипуляции
с малым индексом использует какой-то из этих методов, или оба сразу:
векторный- заключается в сравнении текущего положения вектора сигнала представленного в полярных координатах с положением (P+1)-го опорного вектора, где P – количество частотных позиций сигнала. Положение опорных векторов определяется значениями частоты первой позиции и разносом частот между позициями.
корреляционный- заключается в вычислении корреляции сигнала с опорными сигналами, имеющими длительность равную длительности элементарной посылки и частоту, совпадающую с частотными позициями.

надо сигнал с дискриминатора через ФНЧ с правильными частотой среза и крутизной пропустить и посмотреть-
после частотного детектора да, можно медианный фильтр поставить 9-го порядка для подавления импульсных помех
и фильтр НЧ для доп.сглаживания.

интересно, а почему у реализованного математическими методами ЧМ демодулятора , входящего в состав софта HDSDR , сигнал на выходе получается всё же довольно посредственно, хотя в общем-то и прослеживаются два уровня амплитуды в обоих полярностях и даже несмотря на заваленность фронтов визуально угадываются места, где были переходы с высокого уровня амплитуды на более низкий той же самой полярности, но только при очень большом соотношении сигнал/шум в принимаемом сигнале, и то не очень:

Увеличить
а при ухудшении отношения с/ш начинается такой разброс амплитуд импульсов, что даже затрудняюсь определить, относится отдельно взятый импульс то ли к символу с девиацией несущей 0.6 кГц, то ли к символу с девиацией 1.8 кГц. :-(

а вот DSD, запущенный по этой же самой записи с демодулятора чм HDSDR, как-то заметно выравнивает и облагораживает форму сигнала, непонятно каким способом, тут уже легче правильно различать символы высокого и низкого уровней, нулевой уровень не гуляет , и сомнений не возникает, к какой из амплитуд отнести тот или иной импульс:

Увеличить

Может, тут сгодятся методы наподобие тех, которые раньше применялись в аналоговых корректорах чёткости видеосигналов? Они если обнаруживали недостаточно крутой растущий фронт видеосигнала, то искусственно его обостряли быстродействующим электронным коммутатором, который переключал выход с прямого канала на задержанный на доли мксек канал и , когда нарастание уже заканчивалось, обратно на прямой и в результате на выходе сигнал оставался прежним, а потом скачком становился того уровня, до которого доходил растущий фронт в исходном сигнале. По спаду аналогичные действия, только в другую сторону, при начале падающего фронта на выход некоторое время идёт задержанный сигнал, где падения фронта ещё не было, а по окончании фронта снова прямой. Подробностей уже не вспомню, это было в 90-ые годы, какая-то микросхема для некоторого субьективного повышения чёткости в яркостном канале, я вроде даже ставил её в тогдашние телевизоры 3усцт в яркостный канал и линия задержки там стояла наподобие той, которая выравнивала запаздывание канала цветности к яркости.

Здесь бы, как мне представляется, подобными методами тоже можно было бы малость "опрямоуголить" форму сигнала с дискриминатора , чтобы облегчить работу компараторам уровней.

А синхронизироваться с дибитовыми интервалами наверное, придётся по переходам сигнала через ноль в тех местах, где они присутствуют. К сожалению, "нулевая" линия демодулированного сигнала немного плавает и не знаю, как её жёстко привязать к нулю

Я тут подумал, а может быть, будет легче поработать с сигналом до дискриминатора, там , где у него меняется одна только частота?
Ну, то есть, сделать последнюю ПЧ низкой, килогерц скажем, пятьдесят, (чтоб в символьный интервал укладывалось порядка десяти колебаний несущей ПЧ) и дальше таймером микроконтроллера замерять времена от одного перехода сигнала через ноль до следующего, то бишь, каждый период ПЧ. В идеале частота при частотной манипуляции некоторое определённое количество периодов колебаний (один символ манипуляции длится около 200 мксек) должна по идее быть неменяющейся, а потом меняться скачком до одного из четырёх разрешённых значений и быть в нём на протяжении 200 мксек, соответственно измеренные значения периодов по идее, должны будут сильнее всего группироваться вокруг четырёх характерных значений плюс-минус небольшой (надеюсь) боковой разброс из-за шумов в радиоканале, и если боковые "хвосты" этих распределений не будут перекрываться между собой, как вот здесь

Увеличить
то думаю, что можно будет с большой достоверностью принимать решение о наличии на данном символьном интервале одного из четырёх разрешённых значений частоты, то есть, конкретного символа (дибита). Опять таки, есликонечно в канале ПЧ не окажется такой свистопляски с мгновенным значением частоты, какая имеет место со значениями амплитуд и фронтов в сигнале после ЧМ дискриминатора. Я очень надеюсь на это. С другой стороны, даже при частоте ПЧ 50 кгц девиация 1.6 кгц означает, что эти четыре частоты , которые предстоит мерить и сравнивать, будут отличаться друг от друга всего на единицы процентов. Удастся ли в этом случае их достоверно различить при условии помех и шумов?

Кроме того, и в этом случае пока тоже не знаю, как синхронизироваться с частотой манипуляции. Наверное, критерием здесь надо взять сравнение длительности периода колебаний ПЧ с двумя ближайшими периодами, если нет резкой разницы -значит, мы на символьном интервале, а если соседние уже сильно отличаются, значит, измерение периода попало на момент смены символа. Если атмега по скорости не будет успевать, то уж stm32 по скорости справится точно. Хотя я полагаю, что и атмега будет успевать.
Каким-то таким я думаю, должен быть алгоритм микроконтроллера при принятии решения о наличии в канале одного из четырёх символов модуляции.



корреляционный- заключается в вычислении корреляции сигнала с опорными сигналами, имеющими длительность равную длительности элементарной посылки и частоту, совпадающую с частотными позициями.
KarapuZ, а начальную фазу этих опорных сигналов нужно будет подбирать по наибольшим полученным значениям корреляции ?


А вот ещё одна идея пришла, но не знаю, будет ли это в реале работать:

берём промежуточную частоту, подаём её одновременно на первые входы четырех смесителей, на вторые входы смесителей подаём 4 разных опорных частоты (ПЧ+0.6, ПЧ-0.6, ПЧ+1.8, ПЧ-1.8), соответственно на выходах то одного, то другого, то третьего , то четвёртого в момент совпадения будут возникать нулевые биения, причём во время символьного интервала нулевые биения будут только на выходе какого-то одного из них.
Поставить фнч после каждого смесителя для отсечения всех биений кроме нулевых и останется только следить за поочерёдными вспышками нулевых биений на их выходах и передавать символ процессору прямо в параллельном коде по этим самым четырём линиям, по всей видимости в те моменты, когда сигнал есть одновременно только на одном из 4 выходов и когда он по уровню не ниже заданного. (или как-то синхронизироваться надо..)
Будет ли это работоспособно? Или требования к крутизне среза фильтров нулевых биений будут нереализуемыми ? и будет ли их импульсная характеристика приемлемой для данной скорости символьной манипуляции ?

Сегодня я думал над вопросом тактовой синхронизации при работе с сигналом, снятым с дискриминатора, и вроде бы понял, как решить эту задачу. Разглядывая осциллограммы записей Р25 с дискриминаторов, я вижу, что несмотря на порой страшно искорёженную форму сигналов, далёкую от регенерированной (или идеальной), тем не менее переходы через ноль довольно исправно следуют через каждые 208 мксек или кратный этому интервал, когда подряд идёт несколько одинаковых символов. Значит, я полагаю, надо сделать тактовый генератор частотой 4800 гц, синхронизируемый с помощью ФАПЧ этими переходами через ноль (через недостающие переходы я думаю, что фапч будет благополучно проскакивать, если сделать достаточную инерционность звена фнч в петле управления фапч.

Ну а дальше, раз тактовые интервалы определены, нужно видимо, как я полагаю на каждом таком тактовом интервале эти сигналы с дискриминатора , искажённые провалами, прыгающими амплитудами и заваленными фронтами поочерёдно сравнивать с каждым из четырёх образцовых импульсов и с каким из них будет больше сходства, тот символ и будем считать что принят. Вопрос в том, как количественно оценивать эту степень сходства..

Мне приходит в голову примерно такой алгоритм (не знаю, насколько хорошо он будет работать) :
делаем на протяжении тактового интервала например 10 выборок сигнала через равные интервалы времени, а затем первую выборку умножаем на такую же первую выборку , снятую с эталонного образца (идеальной формы импульса), соответственно вторую помножаем на вторую и так далее, и потом все эти произведения надо сложить и получится некоторое число, которое как я считаю, будет тем больше, чем более похож импульс на образцовый. То же самое сделать для всех оставшихся трёх образцов и где будет самое большое значение, значит видимо, на данном тактовом интервале принят вероятнее всего именно этот символ из четырёх возможных (00,01, 10 и 11)
Может быть, кто-то может предложить другие , более подходящие решения по этому способу различения символов?

сейчас только прочитал примечание разработчиков DSD по вопросу повышения достоверности определения дибитов.

Фишка оказалась в том, что для C4FM напряжение на выходе дискриминатора, соответствующее символу, оказывается, зависит от того, какой символ шел перед этим символом. Так вот оказывается откуда берётся эта амплитудная болтанка на записях, мешающая понять, к какой девиации относится данный символ. И почему в обоих полярностях не два уровня напряжений, а больше, и некоторые из амплитуд не понять даже, к какой из двух девиаций (0.6 или 1.8 кГц) их надо отнести. Разработчики отметили, что данный эффект не наблюдается на QPSK или GFSK сигналах, а именно вот на C4FM он проявляется, и даже привели табличку коррекции для всех 16 сочетаний текущего и предыдущего дибита.
Если предыдущий дибит был верен, то для аналогового напряжения текущего дибита верным будет поправленное значение из составленной ими таблицы.

например, если текущий дибит=0, и предыдущий тоже= 0, то то текущий приходит с напряжением аналогового сигнала равным 3829.12 , (видимо, в единицах какого-то масштаба), а если текущий дибит =0, а предыдущий был=3, то текущий дибит приходит уже с напряжением 6875.3 (тех же единиц) . Где-то межсимвольное влияние сильное, где-то не очень, зависит от комбинации двух соседних дибитов и от того, был ли правильным предыдущий дибит. Цифры эти я полагаю, надо уточнять экспериментальным путём.
И в DSD есть модуль под названием p25p1_heuristics.c, который занимается этой коррекцией
Это я думаю, помогает правильному распознаванию символов с дискриминатора.

killer258

Фишка оказалась в том, что для C4FM напряжение на выходе дискриминатора, соответствующее символу, оказывается, зависит от того, какой символ шел перед этим символом.

Это называется межсимвольная интерференция (ISI). C4FM это модуляция с порционным откликом. Если вы посмотрите стандарт, то увидите, что перед модуляцией ГУНа сигнал пропускается через формирующий фильтр Rised Cosine. В результате, у вас траектория движения фазы искажается, но в момент принятия решения, фаза находится в одном из трех положений -3 -1 +1 или +3. Задача при приеме засинхронизировать демодулятор, для того, чтобы он оценивал фазу (или положение амплитуды после ЧМ демодулятора) именно в момент передачи символа. Также, надо учитывать то, что у передатчика частота плавает (гуляет постоянка на выходе ЧМ демодулятора). Если демодулятор ЧМ у вас аналоговый, то также, может плавать девиация на его выходе, в зависимости от силы принимаемого сигнала.

APCO сигнал перед передачей смешивается с ПСП и не имеет TDMA, поэтому, можно производить оценку смещения частоты, девиации и момента принятия решения непосредственно по передаваемого сигналу. Либо можно оценивать по синхрогруппе, которая присутствует в начале каждого пакета (преамбула). На АПКО можно получить хороший результат и первым и вторым способом. На DMR, из-за того, что там пакетная передача, оценка возможно только по синхрогруппе, которая расположена в центре пакета (мидамбула).

Я так понимаю, что если бы ширина полосы частот демодулированного сигнала была бы больше, чем частота символов 4800 , или при этой же самой полосе символьная скорость была бы поменьше,например 2400, то интерференции вообще бы не происходило ?

Задача при приеме засинхронизировать демодулятор, для того, чтобы он оценивал фазу (или положение амплитуды после ЧМ демодулятора) именно в момент передачи символа.


Правильно ли я понял, что мгновенное значение напряжения сигнала с дискриминатора только в серединах символьных интервалов остаётся неискажённым и нужно их анализировать именно в этих точках, не обращая внимания на искривления в остальных местах?

И второй вопрос. Можно ли для нахождения середин символьных интервалов синхронизироваться по точкам перехода напряжения через ноль или же моменты перехода через ноль из-за межсимвольной интерференции могут быть сдвинутыми по времени и правильно находить по ним середину интервала не получится?

И третий вопрос. После дискриминатора рекомендуется какой-то "правильный" фильтр, кажется RRC он называется. При его использовании интерференция исчезнет , модулирующий сигнал полностью регенерируется и станут необязательными эти ухищрения с выбором правильных моментов времени анализа уровня? Или он только смягчит эти искажения? Реализуем ли этот фильтр аппаратно или такую фильтрацию можно осуществить только цифровыми методами?

Правильно ли я понял, что мгновенное значение напряжения сигнала с дискриминатора только в серединах символьных интервалов остаётся неискажённым и нужно их анализировать именно в этих точках, не обращая внимания на искривления в остальных местах?

Да. Но в реальной жизни, эти точки могут плавать из-за дрейфа опорных генераторов приемника и передатчика. А также, может немного меняться размах напряжений на выходе, в случае аналоговых ЧМ демодуляторов. Поэтому, должна быть регулярная оценка и подстройка этих параметров в ходе работы.

И второй вопрос. Можно ли для нахождения середин символьных интервалов синхронизироваться по точкам перехода напряжения через ноль или же моменты перехода через ноль из-за межсимвольной интерференции могут быть сдвинутыми по времени и правильно находить по ним середину интервала не получится?

Оценка переходов через ноль, вряд ли даст хороший результат. Надо оценивать по самим символам, а именно по ошибке между ожидаемым символьным положением и реально полученным.

Как это сделано здесь:
https://www.qsl.net/k/kb9mwr//projects/dv/apco25/GnuradioFourLevelFSK.pdf

Я так понимаю, что если бы ширина полосы частот демодулированного сигнала была бы больше, чем частота символов 4800 , или при этой же самой полосе символьная скорость была бы поменьше,например 2400, то интерференции вообще бы не происходило ?

Ну она еще может происходить из-за особенностей распространения радиоволн. Но в целом да, для ровной, не искаженной передачи 4FSK сигнала надо больше полосу, чем есть.

И третий вопрос. После дискриминатора рекомендуется какой-то "правильный" фильтр, кажется RRC он называется. При его использовании интерференция исчезнет , модулирующий сигнал полностью регенерируется и станут необязательными эти ухищрения с выбором правильных моментов времени анализа уровня? Или он только смягчит эти искажения? Реализуем ли этот фильтр аппаратно или такую фильтрацию можно осуществить только цифровыми методами?

Фильтр, ограничивающий полосу конечно же нужен. В случае RRC фильтрами как в DMR (в apco он просто RC) он уменьшает ISI, но проблем с синхронизациями он не решает. Момент принятия решения всёравно надо найти, плавание постоянки надо ликвидировать, девиацию надо оценить.

для ровной, не искаженной передачи 4FSK сигнала надо больше полосу, чем есть.

получается, что стремясь уложить в узкую полосу слишком большую для неё символьную скорость, разработчики Р25 фазы1 сами себе осознанно создали геморрой на свою голову и затем эту проблему преодолевали какими-то аппаратными или программными решениями, а когда им это удалось, то приступили к фазе 2 , в которой они создали для себя ещё большие трудности полосой канала 6.25 кгц и видимо, ещё больше занимались их преодолением.

А сейчас то же самое пытаемся повторить и мы здесь, чтоб нормально декодировать этот ихний искажённый сигнал.

получается, что стремясь уложить в узкую полосу слишком большую для неё символьную скорость, разработчики Р25 фазы1 сами себе осознанно создали геморрой на свою голову и затем эту проблему преодолевали какими-то аппаратными или программными решениями, а когда им это удалось, то приступили к фазе 2 , в которой они создали для себя ещё большие трудности полосой канала 6.25 кгц и видимо, ещё больше занимались их преодолением.

Давайте попробуем подумать, какую задачу пытались решить разработчики стандарта:

1) Разработать методику передачи цифрового сигнала в минимальной полосе, и с качеством соизмеримым с аналоговым стандартом;
2) или нарисовать на экране осциллографа у пользователя killer258 красивую и понятную картинку четырехпозиционной модуляции?

Первую задачу они решили, современные APCO станции имеют чуйку, такую же как и аналоговые (дальность работы +- такая же). Ну а без решения второй задачи, они я думаю как-то проживут :-)

Чтобы нарисовать ровную картинку модуляции на осциллографе, надо расширить полосу раза в 2-4, спектр не резиновый.

Момент принятия решения всёравно надо найти

Как это реализуют?
это делается прямо на лету во время прохождения преамбулы или поток пишется в оперативную память, и по этой записи тут же пробно делается несколько заездов с разными фазами для подбора наилучшей символьной синхронизации?
Не этим ли обьясняется задержка появления звука?

это делается прямо на лету во время прохождения преамбулы или поток пишется в оперативную память, и по этой записи тут же пробно делается несколько заездов с разными фазами для подбора наилучшей символьной синхронизации?

Ну как можете так и делайте. Можете "на лету" - делайте, не можете "на лету", делайте с задержкой. Стандарта нет.

Это понятно, что кто как может, так и делает, но просто хотелось бы всё равно узнать общепринятые подходы, какими методами чаще всего эта задача обычно решается.

Если уж упомянули о стандарте, то тогда такой вопрос. Почему в стандарте Р25 не описывается формат сообщений управляющего канала, а приводится подробно только лишь структура пакета в речевом канале при передаче речевой информации, то есть того пакета, который содержит речевые фреймы LDU1 и LDU2 ?
Где можно найти структуру пакета в передачах управляющего канала ?

Ищите документы:

TIA 102.AABB-A-2005 - Project 25 Trunking Control Channel Formats – New Technology Standards Projects – Digital Radio Technical Standards;
TIA 102.AABC-C-2009 - Project 25 Trunking Control Channel Messages;
TIA 102.AABD-A-2-2012 - Project 25 Trunking Procedures Addendum 2;
TIA 102.AABD-A-2008 - Project 25 Trunking Procedures;

Нашёл, скачал, - да, действительно, содержится очень много информации. Благодарю за подсказку.

Стало ясно, что каким бы сильным ни был принимаемый сигнал, каким бы хорошим ни было отношение сигнал/шум, каким бы идеальным ни был ЧМ дискриминатор, запись из эфира даже в этом случае будет визуально кривой и с неправильными уровнями символов.
Кто-нибудь здесь может отрегенерировать запись управляющего канала? Для учебных целей, так сказать. Я полагаю, что первое время лучше тренироваться в символьной синхронизации по достоверности чтения символов и распознавании нужных пакетов канала управления всё -таки по идеальной записи, а не по искажённой, иначе при декодировании на этапе первых попыток будет невозможно понять причины своих ошибок - неверно синхронизировался по фазе или это запись ненадлежащего качества. А потом , когда всё начнёт правильно распознаваться и читаться, уже можно будет пробовать и неидеальные записи.
В архиве радиосканнера есть регенерированная до идеального состояния запись, но она с речевого канала, а мне сейчас нужен канал управления. Делал ту запись Mesh, он мог бы сделать и на сигналы управляющего канала, но его что-то не видно последние годы на форуме, видимо, он уже отошёл от дел.
Кто-нибудь ещё кроме него мог бы сейчас это сделать?

К сожалению Mesh ушел из жизни. Видимо вы невнимательно пересчитали темы.

Стало ясно, что каким бы сильным ни был принимаемый сигнал, каким бы хорошим ни было отношение сигнал/шум, каким бы идеальным ни был ЧМ дискриминатор, запись из эфира даже в этом случае будет визуально кривой и с неправильными уровнями символов.
Кто-нибудь здесь может отрегенерировать запись управляющего канала?

Я что-то не понимаю. А почему бы вам не взять тот же DSD и не парсить реальные, а не регенерированные записи им? Собственно, на выходе будут биты, которые вы декодируете согласно документам, и будет вам счастье.