|
|
| Разместил: |
starche  |
|
|
Старче
МНОГОПОЗИЦИОННЫЕ СИГНАЛЫ НА КВ И
ОСОБЕННОСТИ ИХ АНАЛИЗА
Для начала уточним термин "многопозиционность".
В не таком уж далеком прошлом в КВ диапазоне в подавляющем
большинстве систем использовались либо двух или четырех-позиционная
частотная манипуляция (ЧТ, ДЧТ), либо фазоразностная или фазовая
манипуляция (ФРМ или ФМ) с количеством фазовых позиций от 2-х до
16-ти. Для избежания недоразумений уточним, что 16 фазовых позиций
имеет сигнал с трехкратной ФРМ в том случае, если используются варианты
передаваемых разностей фаз 22.5, 67.5, 112.5 ... градусов.
Чуть позднее практическое применение стала находить амплитудно-
фазовая манипуляция (АФМ) с числом позиций 16 и более. Примеры таких
сигналов имеются в сайтовской базе.
Далее под многопозиционными будут пониматься АФМ-сигналы
OFDM-модемов с числом позиций 64 и более. В базе содержатся два
таких сигнала:
WinDRM 51-tone COFDM Modem и CIS-59 "Феррит",
второй из них является сигналом экспериментального модема.
Понятно, что при прочих равных условиях анализ многопозиционных
сигналов сложнее анализа малопозицонных сигналов. Важнейшим
влияющим фактором, конечно, является необходимость получения
записи сигнала с достаточно малой пораженностью аддитивной и
мультипликативной помехами. Не менее важным фактором является
снижение уровня рукотворных (man-made) помех, обусловленных
погрешностями настройки приемника и оцифровки принимаемого
сигнала. Наконец, требуемая точность самого анализа также
возрастает с ростом позиционности сигнала.
Примечание: рукотворные помехи можно разделять на
необратимые и обратимые. К первому типу относятся, например,
нелинейные искажения, ко второму типу - спектральный сдвиг
сигнала и погрешность задания частоты дискретизации. Вопросы
определения параметров указанных помех второго типа и их
компенсации рассматривались мною в предшествующих статьях.
Целью предлагаемой статьи является количественная
иллюстрация трудностей, возникающих при анализе. Для этого
первоначально будет исследовано воздействие шума и упомянутых
обратитмых man-made помех на результаты анализа
синтезированного сигнала с КАМ-256. Позже будет подвергнут
анализу реальный эфирный сигнал того же типа. Критерием
успешности анализа будет являться различимость точек на
сигнальном созвездии.
Особенности анализа при наличии обратимых
рукотворных помех
При наличии погрешности задания частоты дискретизации и (или)
спектрального сдвига сигнала нарушаются целочисленные соотношения
между определяемыми анализатором частотой разнесения поднесущих
и частотами самих поднесущих. В этих условиях для получения четких
абсолютно-фазовых сигнальных созвездий становится необходимой
индивидуальная для каждого подканала подстройка либо значения
поднесущей, либо величины частоты разнесения. Напомним, что
последняя есть обратная величина интервала ортогональности.
Разумеется, что такая подстройка может быть ручной или
автоматической, как явной, так и скрытой от оператора в алгоритме
работы анализатора.
Я при анализе использую подстройку частоты разнесения. При
анализе малопозиционных сигналов достаточно было использовать
ручную подстройку с непосредственным (визуальным) контролем
качества сигнального созвездия. При анализе многопозиционных
сигналов пришлось автоматизировать эту процедуру, а критерием
качества выбрать количество совпадений отметок на сигнальном
созвездии. Совпадающими отметками считались такие, расстояние
между которыми не превышало подбираемой экспериментально
пороговой величины. Ориентировочное значение пороговой
величины составляет сотые доли от максимального удаления
отметок от начала координат. Полагаю эту методику достаточно
эффективной, что иллюстрируется примерами в следующих
разделах.
Работа с синтезированным сигналом
Выбор параметров сигнала
Для сопоставимости результатов анализа синтезированного и
эфирного сигналов параметры синтезированного выбирались
такими же, как параметры эфирного сигнала или близкими к ним.
А именно:
количество поднесущих Nch = 80,
частотное разнесение поднесущих Fo = 37,5 Гц,
длительность тактового интервала Tbod = 30 мсек,
наименьшая частота поднесущих F1 = 375 Гц,
частота дискретизации Fd = 9600 Гц.
Нетрудно подсчитать, что при таком наборе:
интервал ортогональности Tort = 26.6666 мсек,
защитный интервал Tq = 3.3333 мсек,
наибольшая частота поднесущих Fmax = 3375.5 Гц.
При измерении временных интервалов в количестве периодов
частоты дискретизации (числе отсчетов сигнала)
тактовый интервал Tbsamp = 288 отсчетов,
интервал ортогнальности Tortsamp = 256 отсчетов.
При анализе многопозиционных сигналов и наличии погрешности
задания частоты дискретизации следует обоснованно выбирать
длительность анализируемого сигнала.
С одной стороны, количество анализируемых тактовых
интервалов Nbod должно быть достаточным для индикации на
созвездии всех сигнальных позиций анализируемого сигнала.
В этом плане достаточной величиной можно считать Nbod=10*Poz,
где Poz - позиционность сигнала.
С другой стороны, необходимо учитывать, что при отсутствии
в анализаторе автоподстройки тактовой частоты погрешность
задания частоты дискретизации порождает в анализаторе сдвиг
границ тактовых интервалов, который после анализа некоторого
их числа может превысить величину защитного интервала. После
этого продолжение анализа становится бессмысленным.
Достаточно очевидно, что при отсутствии в анализаторе
автоподстройки тактовой частоты допустимая для анализа величина
Nbod должна удовлетворять следующему неравенству
(abs(deltaFd) * Tbsamp * Nbod / Fd) < (Tbsamp -Tosamp),
где abs(deltaFd) - абсолютная величина разности частот
дискретизации, записанной в сигнальном файле и реально
использованной оцифровывашим устройством, например, звуковой
платой компьютера. Если анализу сигнала предшествовала
компенсация рукотворных помех, то deltaFd - величина остаточной
погрешности задания частоты дискретизации.
Левая часть неравенства есть определяемый анализатором
сдвиг границ тактовых интервалов, обусловленный неточностью
задания частоты дискретизации. Правая часть - измеренная в
числе отсчетов длительность защитного интервала. Если принять
deltaFd=1 Гц, то при выбранных выше параметрах Nbod >1100.
Из-за программных ограничений анализ производился при
исходной длительности сигнала Nbod=500 тактовых интервалов.
При возникновении трудностей в получении четких сигнальных
созвездий число анализируемых тактовых интервалов
уменьшалось.
Исследование влияния погрешности задания Fd
Для исследований синтезированный сигнал подвергался
передискретизации с частотой формирования отсчетов,
отличавшейся от величины 9600 Гц на deltaFd Гц, после чего в
сигнальном файле частота дискретизации вручную устанавливалась
равной 9600 Гц. Далее сигнал анализировался. Ниже приведены
экранные снимки полученных сигнальных созвездий.
Рис.1
Созвездие 1.1 получено при действительной частоте
дискретизации точно равной 9600 Гц, т.е. при deltaFd=0.
Созвездие 1.2 - при deltaFd=+2 Гц и установленном в
анализаторе частотном разнесении поднесущих
Fdif=Fo=37,5 Гц. Созвездие 1.3 при той же deltaFd и
Fdif=37,4922 Гц, а созвездие 1.4 - при Fdif=37,49219 Гц.
Ухудшение четкости созвездий при увеличении deltaFd
иллюстрируется рис.2.
Рис.2
Условия, при которых были получены созвездия, приведены
в таблице 1:
Табл.1
---------------------------------------------------------------
N deltaFd, Fdif, Nbod
рис. Гц Гц
---------------------------------------------------------------
2.1 +3 37,48829 500
2.2 -4 37,51563 500
2.3 +5 37,48049 500
2.4 +10 37,46096 125
---------------------------------------------------------------
Исследование влияния спектрального сдвига
Синтезированный сигнал с использованием
программного преобразователя Гильберта сдвигался по
спектру на выбранную величину deltaFs, после чего подвергался
анализу с конечной целью - получить сигнальные созвездия.
Уместно вспомнить свойство OFDM-сигналов, обусловленное
периодичностью на оси частот дискретного преобразования Фурье.
При сдвиге спектра сигнала на величину (2*k-1)*Fo / 2 (k - целое)
изменяется полярность всплеска АКФ сигнала, но ортогональность
поднесущих сохраняется. При сдвиге спектра на величину k*Fo
(k - целое) сохраняются все характеристики сигнала за исключением
естественного изменения величин поднесущих частот. Поэтому при
исследовании вполне достаточно выбирать abs(deltaFs) из
диапазона 0...Fo/4. Ниже будет показано, что существуют причины
для еще большего сужения этого диапазона.
На рис.3 иллюстрируется влияния точности установки
частоты Fdif на вид созвездия. Величина спектрального сдвига
deltaFs= -2 Гц.
Рис.3
Созвездия 3.1...3.3 получены при установке в демодуляторе
частоты Fdif равной 37.4599, 37.46 и 37.4601 Гц, соответственно.
Ухудшение четкости созвездий при увеличении deltaFs
иллюстрируется рис.4.
Рис.4
Созвездие 4.1 получено при deltaFs=+3 Гц и Fdif= 37,56 Гц, а
созвездие 4.2 - при deltaFs=-4 Гц и Fdif= 37,42 Гц.
Примечание: получить созвездия при бОльших
величинах спектрального сдвига не удалось, т.к.
при них форма АКФ сигнала искажается настолько,
что возникает ошибка определения величины Tort.
Этот результат, в свою очередь, показывает, что
при анализе сигналов КАМ-256 предварительная
компенсация спектрального сдвига должна
обеспечивать остаточную величину сдвига не
более 3-4 Гц.
Исследование влияния шумовой помехи
При исследовании синтезировался квазигауссовский цифровой
шум, который смешивался с исходным синтезированным сигналом.
Количественной характеристикой являлось H- отношение
среднеквадратических значений сигнала и шума. При синтезе и
смешении никакая спектральная фильтрация не использовалась.
Квазигауссовость обеспечивалась усреднением 100 случайных
значений равномерно распределенной величины в интервале
0...1.
Рис.5
Созвездия 5.1...5.3 получены при H равном 7.5, 4.6 и 3.4,
соответственно.
Исследование влияния комплекса воздействий
При формировании сигнала использовалась следующая
процедура:
1)синтезировался шум с требуемым среднеквадратическим
отклонением отсчетов,
2)шум смешивался с синтезированным сигналом,
3)смесь сигнала и шума подвергалась спектральному сдвигу,
4)в сдвинутую по спектру смесь сигнала и шума вводилась
погрешность задания частоты дискретизации.
Полученные при исследовании сигнальные созвездия приведены
на рис.6.
Рис.6
Параметры воздействий, при которых получены совездия
рис.6, приведены в таблице 2:
Табл.2
----------------------------------------------------------
N H deltaFd deltaFs Fdif Nbod
рис. Гц Гц Гц
----------------------------------------------------------
6.1 7,5 +1 +1 37,5161 500
6.2 5,3 -2 -2 37,4678 500
----------------------------------------------------------
Получение четких сигнальных созвездий при дальнейшем
увеличении параметра какого-либо воздействия оказалось
весьма проблематичным. Например, при deltaFd=+3 Гц и
deltaFs=+3 Гц получить созвездие не удалось даже при
отсутствии шума.
Работа с эфирным сигналом
Первый и пока единственный эфирный КВ сигнал с КАМ-256
был размещен на форуме "Сигналы на анализ" на стр.100 в
сообщении форумчанина YuriVR от 15 июля 2012 г. Скачать
сигнал для анализа можно по ссылке
http://files.radioscanner.ru/files/download/file14482/20120712_1543_ofdm.wav
Предварительная обработка сигнала показала, что
погрешность задания частоты дискретизации в нем практически
отсутствует, а спектральный сдвиг заметен и нуждается в
компенсации. Измерения показали, что компенсирующая сдвиг
поправка равна +2,8 Гц.
Результаты сдвига прежде всего благоприятно сказались на
форме АКФ сигнала:
Рис.7
Заметно улучшилось и качество демодуляции. Я как-то писал о
реализованной у меня оценке качества по корреляции отсчетов из
защитных интервалов и соответствующих им начальных отсчетов
каждого тактового интервала. Приведу результаты.
До компенсации сдвига оценка составляла 84%, а после
компенсации сдвига - 93%. (качество демодуляции синтезированного
сигнала, естественно, равнялось 100%).
К сожалению, зашумленность сигнала не позволила получить четкие
сигнальные созвездия. Просматривая то, что можно было увидеть,
я обнаружил, что на некоторых поднесущих часто повторялись
одинаковые сигнальные позиции. Было решено попробовать улучшить
созвездия, используя эту избыточность сигнала. Результаты таковы:
Рис.8
Рис.9
Рис.10
Созвездия рис.8...10 получены при условиях, указанных в
таблице3.
Табл.3
--------------------------------------------------------------
N рис 8.1 8.2 8.3 9.1 9.2 10.1 10.2
--------------------------------------------------------------
N
подкан. 28 43 49 55 58 61 73
--------------------------------------------------------------
Fdif, Гц .49907 .50606 .5055 .505 .4977 .5046 .5039
--------------------------------------------------------------
Пояснения: 1) в нижней строке таблицы опущена целая
компонента величины Fdif=37 Гц;
2)в средней строке таблицы указаны не обычные для меня
гармонические номера подканалов, а порядковые номера
(слева направо по оси частот).
На созвездиях достаточно четко видны группы повторявшихся
сигнальных позиций, содержащие от одной до восьми стабильных
сигнальных совокупностей. Вероятно, они используются в
демодуляторе модема для целей фазирования и синхронизации.
Уровень зашумленности сигнала позволяет различить на созвездии
до 8 групп позиций сигнала ФМ, но он явно велик для 256 позиций
сигнала КАМ.
|
|
|
|
Добавлять комментарии могут только зарегистрированные, активировавшие регистрацию и не ограниченные в доступе участники сайта!
|
| Файл создан: 22 Ноя 2012 08:31, посл. исправление: 22 Ноя 2012 08:55 |
|
